Вступ. В генераторах, керованих напругою (ГУН), для зменшення фазових шумів часто використовуються пов'язані двох трипровідні мікрополоскових лінії (МПЛ) передач. На жаль, фазові шуми відомих ГУН не оптимізовані в залежності від довжин зв'язку відрізів трехпроводной МПЛ.Цель роботи. Для трехпроводной пов'язаної мікрополоскової структури поставлена ​​задача пошуку оптимальних довжин її відрізків, які відповідають зниженим рівнями фазових шумів обраного ГУН.Матеріали і методи. На прикладі описаного ГУН вивчається робота моделі його резонатора з трьома електромагнітно пов'язаними МПЛ, де друга лінія від першої, а третя від другої лінії відрізняються на одну і ту ж фізичну довжину і де ширини першої і третьої ліній і їх зазори зв'язку з другої лінією однакові. У розглянутій трехпроводной лінії з одного боку реалізовані режими короткого замикання із загальною шиною, а з іншого на висновках першої і третьої ліній режими холостого ходу. Вільний висновок другої лінії є входом лініі.Результати. Отримано основні формули для розрахунку частотозадающих елементів розглянутого ГУН і параметрів обраної моделі резонатора. З їх допомогою дана оцінка вхідних опорів базових контурів для двох типів ГУН з трехсвязаннимі лініями однакової і різної довжини, а також для ГУН, що використовує двохзв'язной МПЛ. У порівнянні з ними пропонований ГУН поблизу оптимальної різниці в довжинах відрізків трехпроводной лінії має в 2 ... 4 рази більшою крутизною фазової характеристики вхідного опору, а також в 4 ... 10 разів меншою шириною графіків його модулей.Заключеніе. У порівнянні з відомими пристроями в розробленому генераторі з розрахованими довжинами зв'язку відрізків обраної трехпроводной лінії експериментально підтверджена можливість отримання менших на 6 ... 10 дБ / Гц рівнів фазових шумів.

Анотація наукової статті з фізики, автор наукової роботи - Баранов А.В.


Low-Noise Voltage Controlled Oscillator with Coupled Microstrip Lines of Different Lengths

Introduction. Coupled twoor three-wire microstrip lines are often used to reduce a phase noise of voltage-controlled oscillators (VCOs). Unfortunately, the phase noise was not optimized depending on the lengths of a three-wire coupled microstrip lines.Aim. For the three-wire coupled microstrip structure, the task of determining of the optimal lengths of its stabs was set. The stabs were corresponded to the reduced phase noise of the selected VCO.Materials and methods. In the oscillator example, the resonator model with three electromagnetically coupled microstrip lines was studied. Herein the second line from the first and the third from the second line differed by the same physical length. The widths of the first and of the third lines were the same, and their coupling clearances with the second line were the same too. On the one hand, in this three-wire microstrip line short-end modes with a common ground electrode were implemented. On the other, at the ends of the first and of the third lines open-end modes were implemented. The free end of the second line is line input.Results. For the considered oscillator, the basic formulas for calculating its frequency-setting elements and resonator model parameters were obtained. By these formulas the estimation of base contours impedances for two oscillators with three-coupled microstrip lines of the same and different lengths, and also for the oscillator using a two-coupled microstrip line was given. For comparison, the proposed VCO near the optimal difference in the three-wire line microstrips lengths had the base contour impedance phase steepness 2 ... 4 times greater, as well as its modules graphs had the width 4 ... 10 times less. Conclusion. In comparison with the known VCOs, the possibility of obtaining lower phase noise spectrum levels at 6 ... 10 dB / Hz in the designed oscillator with the calculated lengths of the selected three-coupled line microstrips was experimentally confirmed.


Область наук:
  • фізика
  • Рік видавництва: 2019
    Журнал
    Известия вищих навчальних закладів Росії. Радіоелектроніка
    Наукова стаття на тему 'малошумящими перебудовувати автогенераторах СО ПОВ'ЯЗАНИМИ Микрополосковая ЛІНІЯМИ ПЕРЕДАЧ РІЗНОЮ ДОВЖИНИ'

    Текст наукової роботи на тему «малошумящими перебудовувати автогенераторах СО ПОВ'ЯЗАНИМИ Микрополосковая ЛІНІЯМИ ПЕРЕДАЧ РІЗНОЮ ДОВЖИНИ»

    ?Електроніка НВЧ УДК 621.373.5

    https://doi.org/10.32603/1993-8985-2019-22-6-64-74

    Оригінальна стаття

    Малошумящий перебудовується автогенератор зі зв'язаними Микрополосковая лініями передач різної довжини

    А. В. Баранов ^

    АТ «НВП" Салют "», Нижній Новгород, Росія н Ця електронна адреса захищена від спам-ботів. Вам потрібно увімкнути JavaScript, щоб побачити її.

    анотація

    Вступ. В генераторах, керованих напругою (ГУН), для зменшення фазових шумів часто використовуються пов'язані дво- або трипровідні мікрополоскових лінії (МПЛ) передач. На жаль, фазові шуми відомих ГУН не оптимізовані в залежності від довжин зв'язку відрізків трехпровод-ної МПЛ.

    Мета роботи. Для трехпроводной пов'язаної мікрополоскової структури поставлена ​​задача пошуку оптимальних довжин її відрізків, які відповідають зниженим рівнями фазових шумів обраного ГУН. Матеріали та методи. На прикладі описаного ГУН вивчається робота моделі його резонатора з трьома електромагнітно-пов'язаними МПЛ, де друга лінія від першої, а третя від другої лінії відрізняються на одну і ту ж фізичну довжину і де ширини першої і третьої ліній і їх зазори зв'язку з другої лінією однакові . У розглянутій трехпроводной лінії з одного боку реалізовані режими короткого замикання із загальною шиною, а з іншого на висновках першої і третьої ліній - режими холостого ходу. Вільний висновок другої лінії є входом лінії.

    Результати. Отримано основні формули для розрахунку частотозадающих елементів розглянутого ГУН і параметрів обраної моделі резонатора. З їх допомогою дана оцінка вхідних опорів базових контурів для двох типів ГУН з трехсвязаннимі лініями однакової і різної довжини, а також для ГУН, що використовує двохзв'язной МПЛ. У порівнянні з ними пропонований ГУН поблизу оптимальної різниці в довжинах відрізків трехпроводной лінії має в 2-4 рази більшою крутизною фазової характеристики вхідного опору, а також в 4-10 разів меншою шириною графіків його модулів. Висновок. У порівнянні з відомими пристроями в розробленому генераторі з розрахованими довжинами зв'язку відрізків обраної трехпроводной лінії експериментально підтверджена можливість отримання менших на 6 ... 10 дБ / Гц рівнів фазових шумів.

    Ключові слова: керований напругою генератор, трехсвязная микрополосковая лінія, довжини пов'язаних ліній

    Для цитування: Баранов А. В. Малошумящий перебудовується автогенератор зі зв'язаними Микрополосковая лініями передач різної довжини // Изв. вузів Росії. Радіоелектроніка. 2019. Т. 22, № 6. С. 64-74. С01: 10.32603 / 1993-8985-2019-22-6-64-74

    Конфлікт інтересів. Автор заявляє про відсутність конфлікту інтересів.

    Стаття надійшла до редакції 27.08.2019; прийнята до публікації після рецензування 15.10.2019; опублікована онлайн 30.12.2019

    © Баранов А. В., 2019

    Контент доступний на умовах ліцензії Creative Commons Attribution 4.0 License This work is licensed under a Crentive Commons Attribution 4.0 Linense

    Low-Noise Voltage Controlled Oscillator with Coupled Microstrip Lines of Different Lengths

    Aleksander V. Baranov0

    JSC «SPE« SALUT », Nizhny Novgorod, Russia 0 Ця електронна адреса захищена від спам-ботів. Вам потрібно увімкнути JavaScript, щоб побачити її.

    Abstract

    Introduction. Coupled two- or three-wire microstrip lines are often used to reduce a phase noise of voltage-controlled oscillators (VCOs). Unfortunately, the phase noise was not optimized depending on the lengths of a three-wire coupled microstrip lines.

    Aim. For the three-wire coupled microstrip structure, the task of determining of the optimal lengths of its stabs was set. The stabs were corresponded to the reduced phase noise of the selected VCO.

    Materials and methods. In the oscillator example, the resonator model with three electromagnetically coupled microstrip lines was studied. Herein the second line from the first and the third from the second line differed by the same physical length. The widths of the first and of the third lines were the same, and their coupling clearances with the second line were the same too. On the one hand, in this three-wire microstrip line short-end modes with a common ground electrode were implemented. On the other, at the ends of the first and of the third lines open-end modes were implemented. The free end of the second line is line input. Results. For the considered oscillator, the basic formulas for calculating its frequency-setting elements and resonator model parameters were obtained. By these formulas the estimation of base contours impedances for two oscillators with three-coupled microstrip lines of the same and different lengths, and also for the oscillator using a two-coupled microstrip line was given. For comparison, the proposed VCO near the optimal difference in the three-wire line microstrips lengths had the base contour impedance phase steepness 2-4 times greater, as well as its modules graphs had the width 4-10 times less.

    Conclusion. In comparison with the known VCOs, the possibility of obtaining lower phase noise spectrum levels at 6 ... 10 dB / Hz in the designed oscillator with the calculated lengths of the selected three-coupled line microstrips was experimentally confirmed.

    Keywords: voltage controlled oscillator, three-coupled microstrip line, coupled lines lengths

    For citation: Baranov A. V. Low-Noise Voltage Controlled Oscillator with Coupled Microstrip Lines of Different Lengths. Journal of the Russian Universities. Radioelectronics. 2019, vol. 22, no. 6, pp. 64-74. doi: 10.32603 / 19938985-2019-22-6-64-74

    Conflict of interest. Author declares no conflict of interest. Submitted 27.08.2019; accepted 15.10.2019; published online 30.12.2019

    Microwave Electronics

    Original article

    Вступ. В даний час відомо досить велика кількість публікацій, де в перебудовуються по частоті автогенераторах (АГ) для поліпшення їх частотних властивостей (розширення смуги перебудови частот і зменшення рівня спектра фазових шумів) використовуються пов'язані мікрополоскових лінії (МПЛ) передач (див., Наприклад [1 -9]). В [1] встановлено, що в порівнянні з однопровідною МПЛ застосування в коливальній системі двох зв'язаних ліній призводить до зниження спектральної щільності потужності фазових шумів АГ на 3 ... 4 дБ / Гц. Раніше подібний висновок зроблений в [2],

    де на основі аналітичних виразів показано, що крутизна реактивного опору паралельного резонансу одиночної лінії нижче аналогічної величини, відповідної двухпроводной пов'язаної лінії. В АГ [3] розширення смуги перебудови і зменшення рівня фазових шумів обумовлені використанням в пов'язаних відрізках МПЛ замість холостого ходу режимів короткого замикання, а також заміною польового транзистора на біполярний. Розглянуті частотні характеристики можуть бути також покращені за рахунок збудження різних типів хвиль в зв'язаних лініях АГ [4], де одне-

    65

    тимчасово реалізуються два режими його роботи, які в [5] відповідають ємнісним триточковим схемами генераторів Клаппа і Сейлер і забезпечують мінімальні зміни амплітуди коливань в широкому діапазоні перебудови частоти. Подальше поліпшення частотних характеристик може бути досягнуто шляхом використання в коливальних системах АГ багатозв'язаних мікросмужкових структур [6-8]. На жаль, в відомих генераторних пристроях питання поліпшення їх частотних характеристик за рахунок оптимізації довжини зв'язку дво- і тим більше трьохпровідних ліній в коливальних системах залишаються маловивченими. Зокрема, при дослідженні добротності коливальної системи АГ з двопровідними МПЛ в [9] проведено 3D-моделювання, в результаті якого отримана конфігурація резонатора з фактично різною довжиною зв'язку між двома провідниками. Разом з тим в цьому випадку, а також при використанні трехпровод-них мікросмужкових структур питання поліпшення частотних характеристик АГ за рахунок оптимізації довжини їх зв'язку взагалі не обговорювалися. Крім того, в літературі відсутні оцінки рівнів спектра фазових шумів АГ, які відповідають різним довжинам відрізків пов'язаних МПЛ.

    Об'єктом дослідження в цій статті є генераторні пристрої, що використовують трехсвязние МПЛ, що відрізняються один від одного по довжині. Вивчення частотних властивостей зазначених пристроїв (зокрема, зменшення рівня спектра їх фазових шумів) проведемо на прикладі АГ [10], принципова схема якого представлена ​​на рис. 1. АГ виконано по індуктивної трехточечной схемою на біполярному транзисторі УТ1, який включений по схемі із загальним емітером. За допомогою резисторів Я1-Я3 встановлюється режим роботи транзистора по постійному струму Для розв'язки СВЧ-ланцюгів з харчування використовуються індуктивність ь1 і конденсатори С1, С2. Решта елементи схеми є частотозадающіх. Більшою мірою цю функцію виконують МПЛ 21-24, варікап VD1 і конденсатори С3-С8, в меншій мірі - МПЛ 25 і конденсатор С9, які в основному служать для придушення на 50-омном виході вищих гармонік основної частоти. Для подачі замикаючої напруги на варікап VD1 використовується позитивна клема джерела напруги, що управляє, а для введення напружень зсувів на транзистор - відповідна клема джерела живлення.

    66.............................................................................................................

    + ^ Упр. У 0

    C2

    C1

    т

    R1

    Z4

    L1

    R2

    C4

    | VT1

    C5

    C6

    VD1

    Z1

    х \ X /

    XХ Z2

    X

    / X

    X

    \ X

    X

    Z3

    C7

    R3

    C8

    C3 Z5

    І х х

    X X

    Вихід, 50 Ом

    C9

    Мал. 1. Схема досліджуваного генератора Fig. 1. Schematic diagram of the investigated generator

    На рис. 2 представлена ​​модель електромагнітної-пов'язаних МПЛ Z1-Z3 в вигляді трехпроводной лінії передач, в якій лінія Z2 від лінії Z1, а Z3 від Z2 відрізняються на фізичну довжину / д

    (Або відповідну їй фазову величину А). При цьому ширини w ліній Z1 і Z3 однакові і їх зазори зв'язку 5 з лінією Z2 теж. З правого боку в даній трехпроводной лінії реалізовані режими короткого замикання із загальною шиною, а на лівих входах Z1 і Z3 - режими холостого ходу. Вільний лівий висновок лінії Z2 є входом трехпроводной лінії передач, яка разом з ємностями варикапа VD1 і конденсаторів C5, C6 утворює базовий контур.

    У моделі трехпроводной лінії на рис. 2 передбачається, що фазові зрушення, відповідні поширенню хвиль парного і непарного типів в лінії Z1 і відрізку лінії Z3 довжиною / о, відрізняються від набігів фаз в відрізку

    | • Z3 X -

    Ук ////////// А ///.

    Л

    w2

    Z2

    Z1

    гН

    Мал. 2. Модель електромагнітно-пов'язаних мікросмужкових ліній Z1-Z3 в вигляді трехпроводной лінії передач

    Fig. 2. Model of electromagnetically coupled microstrip lines Z1-Z3 in the form of a three-wire transmission line Малошумящий перебудовується автогенератор зі зв'язаними Микрополосковая лініями передач різної довжини Low-Noise Voltage Controlled Oscillator with Coupled Microstrip Lines of Different Lengths

    9 + Цпіт, В

    хх

    хх

    l

    h

    / д

    про

    д

    лінії Z2 цієї ж довжини в п раз. Коефіцієнт п характеризує відмінність між фазовими швидкостями поширення основних типів хвиль в відрізках різного поперечного розміру, пов'язане з неоднорідністю діелектрика. Аналогічні фазові зрушення в відрізках двухпроводной лінії передачі довжиною / д, яка є продовженням ліній Z1 і Z2, вважаються рівними за величиною за умови, що / д = / д. У розглянутих припущеннях зазначені відрізки МПЛ і пов'язані Полоскова лінії різної фізичної довжини надають однакові можливості для реалізації неврівноважених зв'язків між матрицями їх первинних параметрів, наприклад між матрицями опорів 2 і проводимо-

    стей 7, коли 2 ф У [6].

    Оскільки імпеданс колекторної та базової ланцюгів запропонованого генератора носять індуктивний характер, а емітерний ланцюга - ємнісний [10], в якості моделі розглянутого АГ використовуємо індуктивну еквівалентну трьохточкову схему з послідовної зворотним зв'язком (рис. 3). Дана зіркоподібна схема отримана в [11] з типовою трикутної схеми індуктивного трехточкі на основі загальних взаємних умов еквівалентних перетворень трикутника опорів в зірку і навпаки -перетворення опорів зірки в трикутник. У обраної моделі (рис. 3) точки відзначені буквами а, Ь і с, а в якості центральної точки зірки використовується загальна шина АГ, представлена ​​на рис. 1. Крім активного елементу (АЕ) - транзистора VT1 - еквівалентна схема містить два індуктивних Ьб, Ьк елемента і один ємнісний Се. Цим елементам моделі в розглянутому АГ відповідають еквівалентні індуктивності колекторного і базового контурів і еквівалентна ємність емітерний ланцюга. Емітерна ланцюг утворена конденсатором С8 і конденсатором зв'язку з базовим контуром

    ._

    АЕ

    ©

    Мал. 3. Еквівалентна схема досліджуваного генератора Fig. 3. Equivalent diagram of the investigated generator

    С7, а до складу колекторного контуру входять МПЛ Z4, Z5 і конденсатори С3, С4, С9.

    Метою дослідження, представленого в цій публікації, є пошук оптимальних довжин відрізків (або їх різниці) трьох-провідний пов'язаної мікрополоскової структури (рис. 2), які відповідають зниженим рівнями спектра фазових шумів обраного генераторного пристрою.

    Методи і основні співвідношення. Для розглянутого АГ з еквівалентною схемою, представленої на рис. 3, частота генерації / знаходиться з умови [10]

    Хк Хе + Хе Хб + Хк Хб = 0

    де хк = 2п / 0Ьк, Хе = -1 / (2п / 0Се), Хб = 2п / 0Ьб, і дорівнює:

    fo

    1 L "+ Lf,

    2nV СеLKL6

    (1)

    Таким чином, якщо параметри елементів задовольняють (1), реалізується индуктивная еквівалентна трехточечная схема АГ з послідовної зворотним зв'язком, яка приведена на рис. 3.

    Розрахуємо вхідний опір базового контуру, при якому воно відповідно до поданої на рис. 3 моделлю носить індуктивний характер. Запишемо цей імпеданс у вигляді

    z6.K (00, Д) =

    J

    1

    2nfoC6 j2n / oCs + 1Z (0o, Д)

    ,(2)

    де Сб - ємність конденсатора С6; З ^ - сумарна ємність варикапа VD1 і конденсатора С5; 00 = 2% / $ / X - фазовий зсув, відповідний фізичної довжині / д лінії Z3; Д = 2я / д / X - фазовий зсув, відповідний фізичної довжині / д; 2 (9д, Д) - вхідний комплексний опір пов'язаних МПЛ (рис. 2), причому X - довжина хвилі в діелектрику. Для довільно обраного значення 9д і оптимальної величини ДГ визначається з виразу

    opt,

    Z (0o, Дopt)

    | = Про,

    (3)

    2nf0CS

    опір Zqk (0о, Д) носить індуктивний характер і досягає максимуму при Д ^ Д0р ^

    L

    до

    L

    б

    Розрахуємо опір Z (9q, Д) пов'язаної мікрополоскової структури (див. Рис. 2). Для цього представимо трьохпровідний лінію з відрізків різної довжини у вигляді трьох послідовно з'єднаних частин: трехпроводной лінії, виконаної на неоднорідному діелектрику, з однаковою довжиною відрізків / q, а також коротких відрізків двухпроводной і однопровідною ліній з довжинами / \ / (). в межах яких можна вважати діелектрик однорідним. Такий перехід (від пов'язаних МПЛ з різною фізичною довжиною в області електромагнітної зв'язку до пов'язаних МПЛ з неоднорідним в поперечному перерізі діелектриком) правомірний з точки зору однакових можливостей реалізації неврівноважених зв'язків між матрицями первинних параметрів, наприклад між матрицями опорів Z і провідності Y, коли Z Ф Y 1 [6].

    Зазначені складові частини вихідної трехпроводной лінії є дванадцяти, восьми-і чотириполюсним елементами, з'єднаними між собою послідовно. Перемноживши відомі матриці передач каскадно-з'єднаних дванадцяти, восьми- і чотириполюсників [12] з урахуванням обраних граничних умов, знайдемо вираз для вхідного опору представленої на рис. 2 мікрополоскової структури [13]:

    Z (0о, Д) = N / D,

    де

    N = (а22аД2 + а23а22 + а25а32 + а26а42

    Д Д Д Д і л А12 = а22 = А33 = А43 = cosh Д;

    ) Jp sin Д +

    + (А22аД3 + а23аД3 + а25а33 + а26а43) cos Д (4) D = (а52аД2 + а53а22 + а55аД2 + а56а42) jPsin Д + + (а52а13 + а53а23 + а55а33 + а56а43) cos Д (5)

    причому ау, а ^ - елементи матриць передачі

    дванадцяти і восьміполюсніков відповідно; р - хвильовий опір однопровідного відрізка лінії довжиною / д, який є продовженням входить до складу лінії 21 першого відрізка двопровідної лінії довжиною / д .

    Для двох неоднакових пов'язаних ліній з однорідним діелектриком, коли коефіцієнти поширення хвиль двох типів збудження у рівні між собою, елементи матриці передачі

    восьміполюсніка аД в (4), (5) мають вигляд

    Д а13

    = Sinh д / Yf ^; А23 = sinh а / Y2; АД2 = Y ^ sinh Д; АД2 = Y2 sinh Д,

    де

    yMY * + ЩД) / r, y2 = (Y12 + * Ya) / у,

    , (2 Д \ / Д уд Д причому k = (у - ац) / А12; Yj, ау - елементи

    матриці провідності і твори матриць опору і провідності відповідно.

    Вирази для ау отримані після розкриття невизначеностей виду {0/0} в формулах елементів матриці передачі АТ для двухпроводной пов'язаної Полоскова лінії, розглянутої в [12]. Елементи ау матриці передачі дванадцяти-

    полюсніка A, які після застосування в ньому граничних умов залишилися в (4) ненульовими, визначаються наступним чином:

    3 3

    А23 = Z k2ici3cosh 0; А25 = Z k2idi2sinh 0i; i = 1 i = 1 3 3

    А26 = Z k2idi3sinh 0i; А52 = Z m2ici2Yisinh 0i; i = 1 i = 1 3

    а22 = А55 = Z k2ici2 cosh 0i; i = 1

    3 3

    А53 = Z m2ici3Yi sinh 0i; А56 = Z k3ici2 cosh 0i. i = 1 i = 1

    де 0; = Уг / о, причому уг- - коефіцієнт поширення i-й моди (i = 1, 2, 3). Тут використовуються прийняті в [6] позначення параметрів трехпроводной пов'язаної Полоскова лінії, описуваної матрицями нормованих амплітуд напруги АЦ і струму А-:

    Г 1

    ац =

    1

    1 I

    k21 k22 k23 k31 k32 k33

    (Y

    A =

    '3

    m21Y1 m22Y2 m23Y3 m31Y1 m32Y2 m33Y3

    (6)

    (7)

    а також їх зворотними матрицями АЦ-1, А- 1 з

    елементами Су і dj.

    Елементи матриць (6), (7) визначаються як

    k9l- =

    hi =

    а23а31 - (А33 -Y2) а21 det

    а32а21 - (а22 - Y2) а31 det

    Y11 + k21Y12 + k31Y13 .

    Y = Y> = Y3 =

    Y1

    Y11 + k22Y22 + k32Y13

    Y2

    Y11 + k23Y12 + k33Y13

    Y3

    m2i = "

    (A33 - Y2)<

    «32« 13 - (a33 - Yi) «12

    det

    m3i = "

    a23a12 - (a22 -Y2) «13 det

    де Уу, ау - елементи матриці провідності і

    твори матриць опору і провідності відповідно; det - визначник твори матриць опору і провідності. Елементи матриць (6), (7) ку і ту представляють

    собою коефіцієнти пропорційності між поширюються по лініях напругою і струмами хвиль різних типів. За допомогою використовуваних в (7) проводимостей У ^, У2 і у встановлюються зв'язки між нормованими амплітудами струмів і напруг у відповідних їм відрізках трехпроводной лінії передач довжиною / 0 в процесі поширення різних типів хвиль.

    Обчислення величин ау значно спрощується при однаковій ширині w відрізків ліній Z1, Z3 і їх зазорів 5 з лінією Z2, коли

    71 = тз = У і 72 = п'К21 = к2з; Кз1 = КЗОЗ; Т21 = т2з; тз1 = тзз; У = У3, а також коли одночасно виконуються дві умови, при яких нормовані амплітуди напруги і струму в першому і третьому відрізках ліній довжиною / 0

    однакові, т. е. якщо Кз1 = 1 і тз1 = 1. В результаті значення елементів матриці ау визначаються наступним чином:

    до про ко про

    а22 = А55 = -22 со8Ь 92; а2з = -22 со8Ь 92;

    k

    21

    k31 k22 sinh 92

    k22 sinh 92

    a25 = -----; a26 = "

    m21 Y2 m31 Y2

    a52 = - y22 Y2 sinh 92; a53 = - Y2 sinh 92; k21 k31

    k32

    a56 = --- cosh 92, k21

    де 92 = n9o, причому 9q = 2л / д / X - фазовий зсув, відповідний фізичної довжині Iq відрізка МПЛ Z3.

    Згрупувавши отримані твори елементів матриць ayay в (4), (5) і поділивши N і D на

    (-K22lk21) cos А чи (-k22lm21) cos А, запишемо вираз для вхідного опору структури, представленої на рис. 2, в новому вигляді:

    Z (9о, А) = Z1 (9 ° LA) + Z2, А), (8)

    zq (9q, А)

    де

    Y

    Z1 (9о, А) =

    + (1 + 03) cosh (бо)] ypsin А;

    y2A (о1 + О2) sinh (n90) tgh А -y2

    Z2 (9о, А) = 1

    1 I 1

    У

    2А V 01

    03 I cosh (і9о) tgh А-

    + ТГ (1 + 02) sinh (n90) y2

    cos А;

    Zо (9о, А) =

    --- I- + 03 Isinh (і9о) tghА-

    Y_2_ [_1 -2A V 01 + (1 + 04) cosh (і9о)] cos А-

    + {[Y2 (1 + 03) sinh (і9о) + + Y2A (01 + 04) cosh (і9о)] tgh А | ypsin А, причому

    01 = w yа;

    О 2 = |

    (A33 - Y2) t

    a32a13 - (a33 - Y) a12

    a23a12 - (a22 - Y

    2) С3 '

    О3 =-

    (A33 - Y2) з

    a23a31 - (a33 -Y) a21

    a32a21 - (a22 - Y

    2) »31 '

    04 =-

    a32a21 - a22 - (nY) 2 a31

    a23a31 - _ a33 - (nY) 2] a21

    Результати. Підставивши (8) в (2) із заздалегідь визначеними значеннями Cj, C6, fo і попередньо оцінивши величини стг-, д, Y ^, Y2, проаналізуємо поведінку уявної частини і модуля вхідного опору базового контуру Zg ^ (9q, Д) схеми ( см. рис. 1) в залежності від

    зміни малої величини Д <З 0q при обраних значеннях n, 9q. Потім порівняємо отримані характеристики з аналогічними залежностями для подібної представленої на рис. 2 Мікроп-лосковой структури з нульовою добавкою довжини (/ д = 0). Крім того, можна порівняти їх з характеристиками аналога [2], в якому використовується двухпроводная структура Полоскова ліній, коротко-замкнутих з одного боку і з режимом холостого ходу на одній з них з іншого боку. При цьому виберемо величину 1 / | 1 [д | рівній хвильовому опору ліній Z1 (або р), а значення 1 / ^ 2ДI і 1Y2 такими ж, як і значення хвильового опору лінії Z2 мікрополоскової структури на рис. 2. Іншими словами, коли значення 0q рівні я / 5 або я / 3 (в відносних довжинах -? О / 1/10 або 1/6), коефіцієнт n обраний 1.3 або 2, а значення модулів 1/12 відповідають 65 і 85 Ом, розглянемо приклади резонансних систем, описуваних (2) і (8), в яких p = 130 Ом, 01 = 0.5, а 02 = 03 = 04 = 1.

    На рис. 4-6 наведено залежності уявних частин вхідних опорів ZK (9q, Д) і їх

    модулів для зазначених трьох типів резонансних контурів. Всі показники розраховані на одній частоті fQ = 1.08 ГГц при однакових значеннях C6 = 1.8 пФ і інтервалі зміни Cj = = 2.35 ... 2.5 пФ. Значення параметрів n, 9q і 1 / N наведені на малюнках.

    Аналіз імпедансних характеристик, отриманих для резонансного контуру з МПЛ різної довжини (криві 1), показує, що існують оптимальні значення Д ^, яким відповідають максимальні позитивні значення уявних частин і модулів вхідних опорів. При вибраних параметрах контуру оптимальні значення opt знаходяться в межах від 0.069 до 0.081, що відповідає оптимальним фізичним довжинах h = 1.6 ... 1.9 мм.

    При побудові залежностей Zк (9д, Д) для інших схем МПЛ до 9д додані додаткові фазові зрушення ФД, за допомогою яких максимальні значення уявних частин і модулів вхідних опорів для цих резонансних систем поєднуються з аналогічними характеристиками резонансного контуру з МПЛ різної довжини з оптимальними значеннями Д ^. В результаті такого поєднання можна відзначити наступне. По-перше, імпедансні характеристики (1тZк (9о, Д) і (9о, Д) |) погіршуються при збільшенні значень п і 9д. Так, при збільшенні 9д з я / 5 до я / 3 (рис. 5 і 6) крутизна залежності 1т Zк (Д) поблизу Д0рг зменшується до 2 разів, а ширина графіка | 2к по рівню 40 кОм -

    до 4 разів. Приблизно так само поводяться їм-педансние характеристики при збільшенні п з 1.3 до 2.0 (рис. 4 і 5). Звідси випливає, що для максимального зниження фазових шумів АГ досить, щоб характерні довжини / 0 не перевищували X / 8. При цьому діелектрик також може

    бути слабо неоднорідним, що відповідає п < 1.3. По-друге, резонансний контур, який використовує запропоновану структуру МПЛ різної довжини, має істотно більші можливості для збільшення навантаженої добротності коливальної системи АГ. Причому це збільшення досягається не за рахунок високої власної добротності ненагруженного контуру, а схемотехническим шляхом, коли коливальна система перетвориться в еквівалентну багатоконтурну структуру. Підтвердженням цьому поблизу Д0р ^

    на рис. 4-6 в запропонованому генераторі служать велика в 2-4 рази крутизна залежностей 1т Zк (Д), а також менша в 4-10 разів ширина

    Залежно \ 2к (Д ^ за рівнем 40 кОм. Такий

    вид залежностей на рис. 4-6 відповідає висновкам роботи [2] і призводить до підвищення навантаженої добротності коливальної системи, по крайней мере, в 2-4 рази.

    Розглянемо розробку макету АГ з параметрами резонансної системи, близькими до встановлених при розрахунку імпедансних характеристик, представлених на рис. 5: п = 2.0; 9д = я / 6; / 0 = 13.3 мм; Д0рг = 0.068; / Д_ (= 1.6 мм.

    opt

    Мал. 4. Вхідний опір базового контуру генератора при n = 1.3, 9q = я / 5 і 1 / | Y21 = 85 Ом:

    1 - запропонована трехполосковая схема з лініями різної довжини; 2 - трехполосковая схема з лініями однакової довжини; 3 - двухполосковая схема [2]

    Fig. 4. Input impedance of the generator base loop with n = 1.3, 0q = я / 5 і 1 / \ Y ^ = 85 Q:

    1 - the proposed three-strip scheme with lines of different lengths; 2 - three-strip scheme with lines of the same length; 3 - double-strip circuit [2]

    Мал. 5. Вхідний опір базового контуру генератора при n = 2.0, 9q = я / 5 і 1 / | Y = 65 Ом:

    1 - запропонована трехполосковая схема з лініями різної довжини; 2 - трехполосковая схема з лініями однакової довжини; 3 - двухполосковая схема [2]

    Fig. 5. Input impedance of the generator base loop with n = 2.0, 0q = я / 5 і 1 / | Y = 65 Q:

    1 - the proposed three-strip scheme with lines of different lengths; 2 - three-strip scheme with lines of the same length; 3 - double-strip circuit [2]

    Мал. 6. Вхідний опір базового контуру генератора при n = 2.0, 0q = я / 3 і 1 / | Y2I = 65 Ом:

    1 - запропонована трехполосковая схема з лініями різної довжини; 2 - трехполосковая схема з лініями однакової довжини; 3 - двухполосковая схема [2]

    Fig. 6. Input impedance of the generator base loop with n = 2.0, 0q = я / 3 і 1 / | Y2I = 65 Q:

    1 - the proposed three-strip scheme with lines of different lengths; 2 - three-strip scheme with lines of the same length; 3 - double-strip circuit [2]

    Попередньо по (1) - (3) розрахуємо параметри елементів схеми, а потім уточнимо їх значення, використовуючи відомий прийом проектування АГ [9]. Його суть полягає в тому, щоб реалізувати сумарну вхідні провідність на базі тран-

    зістора "ВУЛ рівною нулю. При цьому параметри всіх елементів схеми АГ, представленої на рис. 1, можна визначити знову, використовуючи довідкові дані про Б-параметрах для обраного транзистора 2Т682А-2. Відповідно до методи -....... .................................................. .................................................. .71

    а б

    Мал. 7. Розроблений автогенератор: а - зовнішній вигляд; б - топологія друкованої плати

    Fig. 7. Developed auto-generator: а - appearance; b - printed circuit board topology

    кой [10] результатом оптимізації уточнених параметрів елементів схеми АГ є одночасне виконання на розрахунковій частоті близько 1.08 ГГц приблизного рівності нулю дійсної і уявної частин сумарною провідності. Такий прийом проектування АГ застосовується для індуктивної трехточечной схеми генераторних пристроїв з паралельної зворотним зв'язком, яка еквівалентна їх зіркоподібній схемою, представленої на рис. 3 [11]. Мінімальні величини сумарної провідності забезпечуються при наступних уточнених параметрах елементів: С3 = С7 = 3.9 пФ, С4 = 2.0 пФ, С§ = 8.2 пФ, Сб = С9 = 1.8 пФ. Сумарна ємність конденсатора C5 і варикапа УБ1 типу 2В169А9 змінюється в межах від 1.45 до 2.5 пФ. Індуктивність розв'язує елемента L1 прийнята рівною 82 нГн, а блокують конденсатори ^ і C2 мають ємності 330 і 100 пФ відповідно. Опору резисторів складають: Щ = 1.5 кОм, Я2 = 1.0 кОм, Щ = 75 Ом. Довжина МПЛ 24 складає 5.8 мм, МПЛ 25 має довжину 9.5 мм, а довжини пов'язаних МПЛ 21, 22 і 23 рівні 13.3, 14.9 і 16.5 мм відповідно. Основний смужок МПЛ 22 має ширину 0.7 мм при зазорах між МПЛ 21, 23 0.2 мм. Ширина всіх інших відрізків становить 0.3 мм при товщині 0.8 мм. МПЛ виконані на стеклотек-столітовой підкладці типу БЯ-4.

    Таким чином, розроблений керований напругою генератор відповідно до схеми, представленої на рис. 1, з резонансної системою на трьох пов'язаних МПЛ передач, відрізняючи-

    ющихся один від одного на оптимальну довжину. Фотографія розробленого пристрою приведена на рис. 7, а. Топологія друкованої плати АГ з варіантом реалізації трехпроводной пов'язаної МПЛ з відрізками різної довжини представлена ​​на рис. 7, б.

    Розроблений генератор з вихідною потужністю 0.7 ... 1.2 мВт перебудовується в діапазоні частот від 1.03 до 1.09 ГГц при зміні керуючого напруги від 0.5 до 12 В. В зазначеному частотному діапазоні спектральна щільність потужності фазових шумів при відбудові 10 і 100 кГц складає -101 і - 123 дБ / Гц, що на 6 ... 10 дБ / Гц нижче типових рівнів фазових шумів генератора, що працює в тому ж режимі, виконаного за тією ж схемою і на тому ж транзисторі, але з використанням однопровідною МПЛ.

    Генератор має напруга живлення +5 В, споживаний струм 16 мА.

    У генераторі застосовані комплектуючі елементи тільки вітчизняного виробництва. Розташування контактних майданчиків вводів живить і керуючого напруги і вихідного сигналу, габаритні розміри корпусу в генераторі повністю, а його типові характеристики в основному відповідають імпортному аналогу ЯОБ-ІООУ [14].

    Висновок. Проведені дослідження підтверджують можливість зменшення рівня спектра фазових шумів АГ, перебудовуються напругою, за рахунок вибору оптимальних співвідношень довжин зв'язку в використовуваних трехпровод-них МПЛ передач. Для обраної схеми АГ (див. Рис. 1), в якому використана модель мік-рополосковой структури (див. Рис. 2), отримані

    основні формули (1) - (3) і (8) для розрахунку його частотозадающих елементів і параметрів відрізків трехсвязних МПЛ. З їх допомогою дана оцінка вхідних опорів базових контурів Zк (9Ф, Д) розглянутих АГ з трехсвязаннимі

    лініями однакової і різної довжини, а також АГ, що використовує двохзв'язной МПЛ. У порівнянні з відомими пристроями пропонований АГ поблизу оптимальної різниці в довжинах відрізків трехпроводной лінії має в 2-4 рази більшою крутизною функцій 1тХк (Д), а також в

    4-10 разів меншою шириною графіків Хк (Д) |.

    Якщо в якості оцінки рівня фазових шумів генератора використовувати шуми його простої моделі [15], то при інших рівних з іншими генераторами умов (однакових вхідних потужностях підсилювачів при узгодженні з джерелами, коефіцієнтах шуму підсилювачів і власних добротностей ненавантажених контурів) спектральна щільність потужності фазових шумів пропонованого пристрою стає в 4-16 разів

    нижче. Таким чином, у порівнянні з АГ, неоп-тімізірованнимі по довжині зв'язку мікрополоско-вих структур, спектральна щільність потужності фазових шумів пропонованого пристрою згідно з розрахунком зменшується на 6 ... 12 дБ / Гц. Експериментально підтверджено зменшення цього параметра на 6 ... 10 дБ / Гц.

    Оптимізація довжини зв'язку між відрізками трехпроводной лінії коливального контуру АГ є новий схемотехнічний прийом зменшення рівня спектра його фазових шумів [13]. З його допомогою в АГ по-новому розкривається характерний для багатозв'язних Мікроп-лоскових структур ефект багатоконтурності, результатом якого є збільшення навантаженої добротності коливальної системи, причому ступінь прояву цього ефекту практично не залежить від значень п і 90. Таким чином, якщо параметри елементів в запропонованому на рис. 1 пристрої вибрати відповідно до (1) - (3) і (8), то буде гарантовано зниження рівня їх фазових шумів.

    Список літератури

    1. Sevimli O., Archer J. W., Griffiths G. J. GaAs HEMT monolithic voltage-controlled oscillators at 20 and 30 GHz incorporating Schottky-varactor frequency tuning // IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques. 1998. Vol. MTT-46, iss. 10. P. 1572-1576. doi: 10.1109 / 22.721167

    2. Аристархов Г. М., Пашнін В. І. Стабілізація частоти мікросмужкових автогенераторів СВЧ за допомогою систем пов'язаних ліній з нерівними фазовими швидкостями // Електронна техніка. Сер. 10. Мікроелектронні пристрої. 1984. Вип. 2 (44). С. 5-11.

    3. US Pat. 5,942,950 A. I.Cl. H03B 1/00, H03H 5/12, H03B 5/18 (2006.01). Varactor Tuned Strip Line Resonator and VCO Using Same / J. L. Merenda. Publ. 19.11.1998.

    4. Rogers R. G. A Dual Mode Tuning Circuit for Microwave Transistor Oscillators // IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques. 1977. Vol. MTT-25, iss. 2. P. 120-127. doi: 10.1109 / TMTT.1977.1129051

    5. Grebennikov A. RF and microwave transistor oscillator design. Chichester, England: John Wiley & Sons, Ltd, 2007. 441 p.

    6. Малютін Н. Д. багатозв'язна Полоскова структури та пристрої на їх основі. Томськ: Изд-во Томського ун-ту, 1990. 164 с.

    7. US Pat. 7,365,612 B2. I.Cl. H03L 23/66, H03B 5/18, H03B 9/14 (2006.01). Low Noise, Hybrid Tuned Wideband Voltage Controlled Oscillator / U. L. Rohde, A. K. Poddar, R. Rebel, P. Patel, K. J. Schoepf. Publ. 29.04.2008.

    8. Hofbauer G. A. A Low Noise Wideband Microwave Oscillator using a Tunable Microstrip Combline Filter // Microwave J. 2003. Vol. 46, № 2. P. 82-97.

    9. Rohde U. L., Poddar A. K., Bock G. The Design of Modern Microwave Oscillators for Wireless Applications. New Jersey, USA: John Wiley & Sons, Inc., 2005. 543 p.

    10. Баранов А. В., Козиков А. Л. Взаємодоповнюючі прийоми проектування триточкових СВЧ-автогенераторів // Електронна техніка. Сер. 1. СВЧ-техніка. 2018. Вип. 3 (538). С. 75-82.

    11. Баранов А. В. Приватні та узагальнені еквівалентні триточкові схеми СВЧ-автогенераторів // Електронна техніка. Сер. 1. СВЧ-техніка. 2017. Вип. 1 (532). С. 18-25.

    12. Малютін Н. Д. Матричні параметри неоднакових пов'язаних Полоскова ліній з неоднорідним діелектриком // Радіотехніка та електроніка. 1976. Т. 21, № 12. С. 2473-2478.

    13. Пат. RU 2696207 C1 H03B 5/00 (2006.01) Перестроюваний генератор зі зв'язаними мікрополос-ковимі лініями / А. В. Баранов; опубл. 31.07.2019. Бюл. № 22.

    14. Datasheet. Mini-Circuits. Voltage controlled oscillator ROS-1100V. URL: https://www.minicircuits.com / products / oscillators / datasheetROS-1100V (дата звернення 07.08.2019)

    15. Leeson D. A Simple Model of Feedback Oscillator Noise Spectrum // Proc. of the IEEE. 1966. Vol. 54, № 2. P. 329-332.

    Інформація про автора

    Баранов Олександр Володимирович - доктор технічних наук (2013), провідний науковий співробітник АТ «НВП" Салют "» (Нижній Новгород). Автор понад 70 наукових праць. Область наукових інтересів - розробка в СВЧ-діапазоні підсилювачів потужності, підсилювачів-обмежувачів, автогенераторів і генераторів, керованих напругою.

    Адреса: АТ «НВП" Салют "», вул. Ларіна, д. 7, Нижній Новгород, 603950, Росія

    E-mail: Ця електронна адреса захищена від спам-ботів. Вам потрібно увімкнути JavaScript, щоб побачити її.

    https://orcid.org/0000-0002-0512-7532

    References

    1. Sevimli O., Archer J. W., Griffiths G. J. GaAs HEMT Monolithic Voltage-Controlled Oscillators at 20 and 30 GHz Incorporating Schottky-Varactor Frequency Tuning. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. 1998 vol. MTT-46, iss. 10, pp. 1572-1576. doi: 10.1109 / 22.721167

    2. Aristarhov G. M., Pashnin V. I. Frequency Stabilization of Microstrip Oscillators by Means of Systems of Coupled Lines with Unequal Phase Velocities. Elektronnaya tekhnika. Series 10. Mikroelektronnye ustroystva [Journal Electronic Engineering. Series 10. Microwave Devices]. 1984, iss. 2 (44), pp. 5-11. (In Russ.)

    3. Merenda J. L. Varactor Tuned Strip Line Resonator and VCO Using Same. Patent US5942950A, H03 B1 / 00, H03 H5 / 12, H03 B5 / 18 (2006.01) 24 august 1999.

    4. Rogers R. G. A Dual Mode Tuning Circuit for Microwave Transistor Oscillators. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. 1977, vol. MTT-25, iss. 2, pp. 120-127. doi: 10.1109 / TMTT.1977.1129051

    5. Grebennikov A. RF and Microwave Transistor Oscillator Design. Chichester, England, John Wiley & Sons, Ltd, 2007, 441 p.

    6. Malyutin N.D. Mnogosvyaznye poloskovye struktury i ustrojstva na nih [Multi-Coupled Microstrip Structures and Devices Based on Them]. Tomsk, Izd-vo Tomskogo universiteta, 1990, 164 p. (In Russ.)

    7. Rohde U. L., Poddar A. K., Rebel R., Patel P., Schoepf K. J. Low Noise, Hybrid Tuned Wideband Voltage Controlled Oscillator. Patent US7365612 B2, H03 L23 / 66, H03 B5 / 18, H03 B9 / 14 (2006.01). 29 April 2008.

    8. Hofbauer G. A. A Low Noise Wideband Microwave Oscillator Using a Tunable Microstrip Combline Filter. Microwave J. 2003 vol. 46, no. 2, pp. 82-97.

    9. Rohde U. L., Poddar A. K., Bock G. The Design of Modern Microwave Oscillators for Wireless Applications. New Jersey, USA, John Wiley & Sons, Inc., 2005, 543 p.

    10. Baranov A. V., Kozikov A. L. Mutually Complementary Techniques for Designing Three-Points Microwave Oscillators. Elektronnaya tekhnika. Series 1. SVCH-tekhnika [Journal Electronic Engineering. Series 1. Microwave Engineering]. 2018, iss. 3 (538), pp. 75-82. (In Russ.)

    11. Baranov A. V. Particular and Generalized Equivalent Three-Point Circuits of Microwave Self-Excited Oscillators. Elektronnaya tekhnika. Series 1. SVCH-tekhnika [Journal Electronic Engineering. Series 1. Microwave Engineering]. 2017, iss. 1 (532), pp. 18-25. (In Russ.)

    12. Malyutin N. D. Matrix Parameters of Unequal Coupled Microstrip Lines with Inhomogeneous Dielectric. Radiotekhnika i Elektronika [Journal Radioengineering and Electronics]. 1976, vol. 21, no. 12, pp. 2473-2478. (In Russ.)

    13. Baranov A. V. Voltage-Controlled Oscillator with Coupled Microstrip Lines. Patent RF, no. 2696207C1 H03 B 5/00 (2006.01), publ. 31.07.2019, bull. no. 22. (In Russ.)

    14. Datasheet. Mini-Circuits, Voltage Controlled Oscillator ROS-1100V. Available at: https://www.minicircuits.com/ products / oscillators / datasheetROS-1100V (accessed 07.08.2019)

    15. Leeson D. A Simple Model of Feedback Oscillator Noise Spectrum. Proc. of the IEEE. 1966 vol. 54, no. 2, pp. 329-332.

    Information about the author

    Aleksander V. Baranov, Dr. Sci. (Eng.) (2013), leading researcher of Nizhny Novgorod JSC «SPE" SALUT "». The author of more than 70 scientific publications. Area of ​​expertise: design of microwave power amplifiers, limiting amplifiers, oscillators and voltage-controlled oscillators. Address: JSC «SPE" SALUT "», 7 Larina Str., Nizhny Novgorod 603950, Russia E-mail: Ця електронна адреса захищена від спам-ботів. Вам потрібно увімкнути JavaScript, щоб побачити її. https://orcid.org/0000-0002-0512-7532


    Ключові слова: КЕРОВАНИЙ напругою ГЕНЕРАТОР / ТРЕХСВЯЗНАЯ Микрополосковая ЛІНІЯ / ДОВЖИНИ ПОВ'ЯЗАНИХ ЛІНІЙ / VOLTAGE CONTROLLED OSCILLATOR / THREE-COUPLED MICROSTRIP LINE / COUPLED LINES LENGTHS

    Завантажити оригінал статті:

    Завантажити