Отримано співвідношення для розрахунку напруги джерела живлення і області регулювання споживаного струму сверхширокополосного підсилювального каскаду, в разі роботи детектора системи регулювання в режимі виділення обвідної амплітудно-модульованого коливання і в режимі пікового детектування. Наведено формули для розрахунку максимально допустимого значення кругової частоти модуляції підсилюється сигналу і постійної часу навантаження детектора, що відповідають заданим допустимим втрат вихідної потужності, обумовленим непостійністю провідності передачі системи регулювання.

Анотація наукової статті з електротехніки, електронної техніки, інформаційних технологій, автор наукової роботи - Титов А. А.


Область наук:
  • Електротехніка, електронна техніка, інформаційні технології
  • Рік видавництва: 2003
    Журнал: Известия Томського політехнічного університету. Інжиніринг ГЕОРЕСУРСИ
    Наукова стаття на тему 'Аналіз роботи підсилювального каскаду з автоматичним регулюванням споживаного струму'

    Текст наукової роботи на тему «Аналіз роботи підсилювального каскаду з автоматичним регулюванням споживаного струму»

    ?УДК 621.375.026

    АНАЛІЗ РОБОТИ підсилюючих каскадів з автоматичною регулювання споживаної СТРУМУ

    А.А. Титов

    Томський державний університет систем управління та радіоелектроніки E-mail: Ця електронна адреса захищена від спам-ботів. Вам потрібно увімкнути JavaScript, щоб побачити її.

    Отримано співвідношення для розрахунку напруги джерела живлення і області регулювання споживаного струму сверхширокополосного підсилювального каскаду, в разі роботи детектора системи регулювання в режимі виділення обвідної ампли-тудно-модульованого коливання і в режимі пікового детектування. Наведено формули для розрахунку максимально допустимого значення кругової частоти модуляції підсилюється сигналу і постійної часу навантаження детектора, що відповідають заданим допустимим втрат вихідної потужності, обумовленим непостійністю провідності передачі системи регулювання.

    В [1, 2] показано, що підсилювальний каскад з автоматичним регулюванням споживаного струму (АРТ) дозволяє отримати в навантаженні практично вдвічі більшу потужність в порівнянні з каскадом з фіксованою робочою точкою (ФРТ), при одночасному збільшенні середнього значення коефіцієнта корисної дії. Однак відсутність методик розрахунку напруги харчування і області регулювання споживаного струму каскаду з АРТ у випадку роботи детектора системи регулювання в режимі виділення обвідної амплітуд-но-модульованого коливання і в режимі пікового детектування ускладнює розробку каскадів з АРТ Крім того, залишився дослідженим питання впливу залежності коефіцієнта передачі детектора від частоти підсилюється сигналу на характеристики каскаду з АРТ.

    Мета роботи - висновок співвідношень для розрахунку напруги харчування і області регулювання споживаного струму каскаду з АРТ у випадку роботи детектора системи регулювання в режимі виділення обвідної амплітудно-модульованого коливання і в режимі пікового детектування, а також дослідження впливу залежності коефіцієнта передачі детектора від частоти підсилюється сигналу на характеристики каскаду з АРТ.

    На рис. 1 приведена функціональна схема підсилювача з АРТ, а на рис. 2 принципова схема одного з варіантів її реалізації.

    пропускання 1 ... 600 МГц; нерівномірність амплітудно-частотної характеристики ± 0,5 дБ; рівень вихідної потужності, відповідний стиску коефіцієнта посилення на 1 дБ, 3 Вт; споживаний струм в режимі мовчання 0,02 А; в режимі номінальної вихідної потужності - 0,32 А; опір генератора і навантаження 50 Ом.

    Мал. 1. Функціональна схема підсилювача з АРТ

    Підсилювач має наступні лінійні характеристики: коефіцієнт посилення 13,5 дБ; смуга

    Мал. 2. Принципова схема підсилювального каскаду з АРТ

    Будемо вважати відомими коефіцієнти використання транзистора по току Т = / ТШ // и і за напругою? = Ітвт / іи, де 1шт - максимальне значення амплітуди вихідного струму, що віддається транзистором, 1к0 - струм в робочій точці транзистора, ітвт - максимальне значення амплітуди вихідної напруги, що віддається транзистором, іи - напруга в робочій точці транзистора [2]. Крім того, будемо вважати, що аналізується робота дросельного каскаду, а опір навантаження Ян і максимальні значення напруги харчування Епт і споживаного струму 1пт обрані з умови отримання максимальної вихідної потужності, тобто виконується умова [2]:

    Ян? Епт / Т! Пт.

    При лінійному посилення АМ сигналів миттєві значення вихідного напруги иеьх і вихідного струму? Еьх, підсилювального каскаду з АРТ, можна представити у вигляді [3]:

    =? Enm (1 + m cos Qt) cos ot / (1 + m);

    i - u

    вих вих

    R,

    (1)

    де від - глибина модуляції; Q - кругова частота модулюючого коливання; а - кругова частота несучого коливання.

    Відповідно до (1) середня вихідна потужність Р1иа підсилювального каскаду з АРТ дорівнює:

    P вих - '

    4п

    1 2п 2п

    - J J u ^ J ^ dQt | dot -

    вьх вих

    0 0

    Pt -

    2

    - J ^ dQt -? E2JVRH (1 + m). (3)

    27б f.

    З (2) і (3) випливає, що ККД каскаду з АРТ визначається співвідношенням:

    Пт -? V (1 + m2 / 2) / 2 (1 + m).

    (4)

    Enm - ^ P .don VRh /? ; - ^ «m - P .don? lVRH ,

    (6)

    =? 2E2m (1 + m2 / 2) / 2R (1 + m) 2. (2)

    У усилительном каскаді з АРТ напруга живлення постійно єп = Enm, а миттєве значення споживаного струму змінюється за законом:

    in (1 + m cos Qt) / VR (1 + m).

    У цьому випадку потужність, споживана каскадом з АРТ PnT, дорівнює:

    2п

    де Д ^ - максимально допустима постійна розсіює потужність колектора.

    У усилительном каскаді з інерційною системою регулювання, відповідно до (1), миттєві значення напруги живлення і споживаного струму рівні:

    е = Е • г = I

    п пт ~> п пт ~>

    а споживана їм потужність визначається виразом (3). При цьому, мінімальне значення віддається підсилювальним каскадом потужності, як випливає з (2), складає величину:

    Яких -1,5? 2 Ell 8 Rh.

    Використовуючи зазначені вирази, знайдемо максимальні значення струму і напруги в робочій точці транзистора підсилювального каскаду з АРТ, при яких потужність, що розсіюється на транзисторі Ррас, не перевищує Ркдоп:

    Enm -V PKdonR /? (1 / 1,5? / 8);

    Inm -sjPdont / ^ RH (1 / ^ - 1,5? / 8)

    (7)

    Для порівняння знайдемо ККД підсилювального каскаду з ФРТ. Так як в каскаді в ФРТ виконуються умови:

    e = E • i = j

    n nm, n nm ~>

    то його споживана потужність РПФ може бути розрахована за формулою:

    РПФ =? Enm!,

    а ККД:

    Пф = Р ^ / РПФ = ?? (1 + m2 / 2)! 2 (1 + m) 2. (5)

    З (4) і (5) випливає, що при посиленні АМ коливань ККД підсилювального каскаду з АРТ при великій глибині модуляції вдвічі перевищує ККД каскаду з фіксованою робочою точкою.

    Для оцінки втрат вихідної потужності, зумовлених інерційністю системи регулювання по відношенню до обвідної ВЧ сигналу, знайдемо співвідношення для розрахунку Enm і Inm при роботі каскаду як з ФРТ, а також для випадків роботи детектора системи регулювання в режимі виділення обвідної амплітудно-модульованого коливання і в режимі пікового детектування.

    При роботі підсилювального каскаду з ФРТ, струм і напруга в точці спокою можуть бути знайдені з співвідношень [2]:

    Мінімальне значення споживаного струму In min, при відомому значенні коефіцієнта використання транзистора по току, визначається виразом:

    min = (1 -m,

    У каскаді з безинерціонной системою АРТ виконується умова [2]:

    EnmInm - PKdon / (1 -? 2),

    і в разі Ррас = РКМП отримаємо:

    Enm -J PKdon VRH /? (1 - W 2); Inm -J P ^ / VR, (1 - W 2).

    (8)

    З (6-8) знайдемо, що максимальні значення вихідної потужності каскаду з ФРТ Р<ааФ, каскаду з інерційною Р ^ п і каскаду з безинерціонной Р ^, Б системами регулювання рівні:

    (9)

    Рвьх.Ф

    Рв'ж.і -? VP, don / 2 (1 -1,5? V / 8); Ри, .Б -? * P, don / (2?), Або, після нормування щодо? ТДдж / 2:

    Р = 1

    вих.Ф >

    Рвш.і = 1 / (1 - 1,5W 8);

    Ри ^ в = 2 (2).

    Залежності (10) представлені на рис. 3.

    Рвих

    (10)

    2

    1,75 1,5 1,25 1

    0,75

    ^ 0 ^

    Вих. Б

    Рвих.І

    - 0,9 0,8

    --

    Рвих.Ф

    0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1

    Мал. 3. Порівняльна оцінка відносних рівнів вихідної потужності каскадів з інерційною і безі-нерціонной системами регулювання

    Розгляд цих залежностей дозволяє зробити наступні висновки. Максимальний виграш за рівнем вихідної потужності підсилювального каскаду з інерційною АРТ, в порівнянні з підсилювальним каскадом з ФРТ, становить 1,25 рази, а для безинерціонной АРТ - 2 рази.

    Особливістю роботи детектора системи АРТ є вимога забезпечення незалежності його коефіцієнта передачі Кд від частоти підсилюється ВЧ коливання і відсутність спотворень закону зміни обвідної цього коливання на виході детектора. Необхідність забезпечення зазначених вимог пояснюється наступним.

    Відомо [2], що в підсилювачах класу А повинна виконуватися умова:

    ^ N ~ Imin + 1me '

    де Ims - амплітуда вихідного струму підсилювального каскаду; I ^ = / "(1 - Т) - залишковий струм.

    В підсилювачі з АРТ миттєве значення споживаного струму визначається виразом:

    ^ N 1min + Ume Gn '

    де Ums - амплітуда вихідної напруги підсилювального каскаду; G "- провідність передачі системи регулювання.

    Тому при виконанні умови:

    ^ N 1min + Ime Imin + Ume Gn min '

    де G "" л - мінімально допустиме значення G ", при якому підсилювач з АРТ працює без відсічення колекторного струму, в підсилювачі можлива реалізація режиму повного використання транзистора по потужності. У каскаді з безинерціонной системою АРТ це відповідає вибору E "m і Im по співвідношенням (8). У разі якщо значення провідності передачі системи регулювання виявиться

    (11)

    більше Gn, ід, при максимальному значенні вихідної потужності in виявиться більше Im, і транзистор вийде з ладу. Оцінимо втрати вихідної потужності, зумовлені залежністю провідності передачі системи регулювання від частоти, що пов'язано з частотною залежністю коефіцієнта передачі детектора пристрою виділення обвідної.

    При Gn = Gn ЩД максимальне значення вихідної потужності підсилювального каскаду з АРТ визначається співвідношенням (9). У разі зміни Gn в межах від G ™ до Gn mx Enm і можуть бути знайдені з системи рівнянь:

    bGjWIm = R; j

    EI - E2 E2? 2R ​​= P I

    nm nm Ь nm / \ до don 'J

    де AGn = Gmax / Gmin.

    Звідки отримаємо:

    Enm = VPdonnR -ФЦ2);

    Im ^ PdontAGt / R V (AGn -Ф12) .j

    Максимальна вихідна потужність, в цьому випадку, дорівнює:

    PSb, 2 = P, onn W (2AGn -ф),

    і відносні втрати вихідної потужності, зумовлені мінливістю Gn, складають:

    AP (РвихБ Рвих 2) / РихБ

    = 1 - (2 - ^) / (2AGn (12)

    Так як реалізація постійного коефіцієнта передачі елементів системи АРТ за винятком детектора не викликає труднощів, будемо вважати, що нерівномірність Gn повністю визначається нерівномірністю коефіцієнта передачі детектора.

    У диодном детекторі зменшення його До при зміні частоти несучого коливання виникає внаслідок порівнянності постійної часу навантаження детектора і періоду часу ВЧ коливання ТВЧ [4, 5]. Для знаходження залежності К від частоти ВЧ сигналу скористаємося теорією ідеального діодного детектора [4, 5]. У момент замикання діода детектора розряд конденсатора навантаження відбувається за законом:

    UHd (t) = UHie

    t-t1

    нд \ у Н1

    де ін1 - напруга на опорі навантаження детектора в момент замикання діода; ? 1 - час замикання діода; Сід, Янд - ємність і опір навантаження детектора.

    При детектуванні сильних сигналів вибирають з умови мінімального кута відсічення:? Янд> 100, де? - крутизна статичної характеристики діода [5]. Тому можна прийняти: = 0, ін1 = іш. В цьому випадку середнє значення напруги-

    ня UHd за період дії несучої одно:

    і =-!

    НСР 2п

    271

    J UHd (t) dat =

    aTHdUme

    (

    2п

    2п \

    1 - e

    де а = 2п / ТВЧ; ТНД = - постійна часу навантаження детектора.

    Після розкладання ехр (-2 п / від "д) в ряд Тейлора [6] маємо:

    і = ®Тндіме

    НСР 2п

    i -Z (-1) "

    Г 2п ^

    т = 0

    {®Тнд J

    Використовуючи три перших члена ряду, з точністю не гірше [(2птВ9 / тн? 1) 2/6] 100% отримаємо [6]:

    інср = ІМВ (1 -П1®Тнд) |

    Звідки знайдемо:

    AG "= 1 / (1-п / атнд) | (13)

    Підставляючи (13) в (12) і, вважаючи відомої нижню кругову частоту смуги пропускання підсилювача а>н, отримаємо залежність мінімально допустимого значення постійної часу детектора ТНД, ід від допустимої величини зменшення максимального рівня вихідної потужності підсилювача:

    п

    т.,

    юний

    1 - / Г1 -йЧ / 2 + & {1-AP 2

    (14)

    Вимога відсутності спотворень закону зміни обвідної ВЧ сигналу в детекторі системи АРТ пов'язано зі збільшенням споживаної підсилювачем потужності при переході детектора в режим пікового детектування. Відповідно до роботам [4, 5] при посиленні ВЧ коливань спотворення закону зміни обвідної ВЧ сигналу будуть відсутні в разі, якщо виконується умова:

    <V 1 - м2 / МО

    З спільного вирішення (13) і (14) отримаємо:

    1

    - м2ю "

    Про<

    1 -11

    1 -йЧ / 2 ЙЧ

    1-AP + 2

    (15)

    мп

    ються за (11). При необхідності посилення сигналів з П>Пт, розрахунок Епт і 1пт слід проводити за формулами, отриманими з (7) з урахуванням доп:

    Enm = V Ркд0Л1 й (АОП / Ч-1,5 ^ 8);

    (AGJ4-1,5й / 8) |

    =

    (16)

    Нерівність (15) дозволяє розрахувати максимальне значення кругової частоти модулюючого коливання Qm, при якому система АРТ вніс зміни споживаного струму за законом огинаючої з урахуванням допустимих втрат вихідної потужності, зумовлених залежністю До від частоти несучого коливання. При посиленні сигналів з частотою модуляції менш Qm, Enm і Im рассчіти-

    Для прикладу можна здійснити розрахунок Епт, Ет, СНД, Риф Р "их.і, Рвих.Б каскаду, принципова схема якого наведена на рис. 2, при його роботі в режимі з ФРТ і в режимі з використанням інерційної і безинерціонной систем регулювання. При розрахунках будемо вважати, що максимальна глибина модуляції при високих частотах модуляції дорівнює 0,7 [5], коефіцієнти Т і? транзистора КТ939А [7] рівні 0,95 і 0,9 відповідно, Рк доп = 3 Вт, допустиме значення ДР = 0,02, Кн = 50 Ом.

    У разі роботи каскаду в режимі з ФРТ з (6) і (9) отримаємо: Епт = 12,6 В; 1пт = 0,238 А; Рс'х.ф = 1,28 Вт. Відповідно до (12) значенням ДР = 0,02 відповідає доп = 1,012. Для каскаду з інерційною системою регулювання з (16) визначимо: Епт = 15,2 В; 1т = 0,258 А. Максимальне значення вихідної потужності каскаду з інерційною системою регулювання згідно (9), з урахуванням ДР, так само: Рвих.і (1-Др) = 1,5 Вт. Для каскаду з безинерціонной системою регулювання з (11) визначимо: Епт = 16,45 В; 1пт = 0,316 А. Максимальне значення вихідної потужності каскаду з безинерціонной системою регулювання згідно (9), з урахуванням ДР, так само: Рвихб б (1-ДР) = 2,2 Вт. Нижня гранична частота смуги пропускання каскаду дорівнює 1 МГц. З огляду на це, з (13) знайдемо: Т>шт = 43-10-6 с. Опір навантаження детектора системи регулювання, як випливає з схеми наведеної на рис. 2, так само: Енд = 1500 Ом. Тепер з рівності т = С ^ визначимо: Сід = т шп / Я "д = 28,7 нФ. І, нарешті, використовуючи (15) розрахуємо: Від = 23,2 кГц. Провідність передачі системи регулювання встановлюється вибором номіналу резистора Д. Стабилитрон КС133А, включений в ланцюзі бази транзистора КТ814А, необхідний для обмеження сигналу управління значенням, відповідним заданої максимальну величину струму споживання.

    Таким чином, наведені співвідношення дозволяють здійснювати проектування підсилюючих каскадів з АРТ, що забезпечують отримання максимальної вихідної потужності в навантаженні при заданому значенні максимально допустимої постійної потужності, що розсіюється колектора і в разі роботи детектора системи регулювання в режимі виділення обвідної амплітудно-мо-дулірованного коливання і в режимі пікового детектування.

    т

    нд

    СПИСОК ЛІТЕРАТУРИ

    1. Титов А.А. Нелінійні спотворення в потужній широкосмугового підсилювальної ступені з автоматичним регулюванням споживаного струму // Вісті вузів. Сер. Радіоелектроніка.

    - 2001. - № 11. - С. 71-77.

    2. Широкосмугові радиопередающие пристрої / Под ред. О.В. Алексєєва. - М .: Связь, 1978. - 304 с.

    3. Гоноровський І.С. Радіотехнічні ланцюги і сигнали. - М .: Радянське радіо, 1963. - 696 с.

    4. Радіоприймальні пристрої / Під загальною ред. В.І. Сіфорова.

    - М .: Радянське радіо, 1974. - 560 с.

    5. Чистяков Н.И., Сидоров М.В., Мельников В.С. Радіоприймальні пристрої / Под ред. Н.І. Чистякова. - М .: Державне вид-во літератури з питань зв'язку та радіо, 1959. - 895 с.

    6. Бронштейн І.М., Семендяев Е.А. Довідник з математики / Пер. з нім .; Під ред. Г. гріш і В. Циглера. - М .: Наука, 1980. - 976 с.

    7. Пєтухов В.М. Польові і високочастотні біполярні транзистори середньої та великої потужності та їхні зарубіжні аналоги: Довідник. В 4-х томах. Т. 3. - М .: Кубку-а, 1997. - 672 с.

    УДК 621.311.6

    АНАЛІЗ ПАРАМЕТРИЧНИХ СПОСОБОВ СТАБІЛІЗАЦІЇ напруги ІМПУЛЬСНИХ ПЕРЕТВОРЮВАЧІВ

    Є.Ю. Буркин, В.Н. Макаревич, В.В. Свиридов

    Томський політехнічний університет E-mail: Ця електронна адреса захищена від спам-ботів. Вам потрібно увімкнути JavaScript, щоб побачити її.

    Розглянуто базові схеми понижуючого, підвищує і инвертирующего перетворювачів постійної напруги в постійну з параметричної стабілізацією вихідної напруги. Проведено аналіз трьох способів управління силовими ключами перетворювачів при постійній тривалості періоду, закритого і відкритого станів ключа. Наведено структурні схеми систем управління, що реалізують ці способи. Отримані вирази і графіки відносних величин ВЧ і НЧ пульсацій на навантаженні від вхідної напруги. Показано, що найбільшу ефективність придушення вхідний НЧ пульсації, при інших рівних умовах, забезпечує спосіб стабілізації при постійній тривалості паузи, а два інших дають практично однакові результати. Наведено результати моделювання теоретичних розрахунків в пакеті прикладних програм OrCAD 9.2.

    Вступ

    Імпульсні перетворювачі (ІП) напруги широко використовують в сучасних джерелах живлення. Потужний поштовх їх розвитку дала розробка високоякісних силових ключів - MOS і IGBT транзисторів. Відомі три базові схеми силової частини ІП (рис. 1, а-в). У першій з них вихідна напруга UH нижче вхідного UK, тому його називають знижувальним (ПН), у другій вихідна напруга вище вхідного (ПВ), а в третій має зворотну (інвертовану) полярність (ПІ). Кожна модифікація займає свою нішу в Типоряд джерел живлення. ПН-перетворювачі мають надзвичайно великий діапазон вихідних потужностей - від часток вата до тисяч кіловат, і використовуються, в основному, як регулятори - стабілізатори напруги або струму в приладових джерелах живлення, електротехнологічних установках і електроприводі. ПВ-перетворювачі застосовують в сучасних коректорах коефіцієнта потужності, що дозволяють отримати коефіцієнт потужності перетворювачів змінної напруги в постійне близький до одиниці. ПІ-пре-

    просвітників (їх називають також обратноходового-ми) з трансформаторним включенням дроселя Ьф широко використовують в джерелах живлення сучасних телевізорів і моніторів.

    Регулювання і стабілізація вихідних параметрів ІП здійснюється шляхом зміни співвідношення часу замкнутого (4) і разомкнутого (4) стану ключа К в схемах рис. 1. Система управління (СУ) ключем ІП являє собою широт-но-імпульсний модулятор (ШІМ), який за рахунок зворотних зв'язків відпрацьовує різні обурення, наприклад зміни струму навантаження або вхідної напруги. Як і в будь-який замкнутої системі автоматичного регулювання (САР) в СУ ІП повинні бути вирішені проблеми стійкості, якості перехідних процесів та інші, задані споживачем завдання. Вирішенню цих проблем присвячені багато публікацій [1-4, 8].

    У більшості випадків основним дестабілізуючим фактором в ІП є зміна вхідного напруги. Внаслідок дозованої передачі енергії джерела їх в навантаження є можливість такого управління регулюючим елементом - ключем К, при якому вихідна напря-


    Завантажити оригінал статті:

    Завантажити