Запропоновано метод синтезу аналогових частотно-розділових пристроїв на основі хвильових фільтрів. Розглянуто різні варіанти конфігурацій таких фільтрів. Показано, що частотно-розділові фільтри, синтезовані відповідно до запропонованого методом, мають мінімальний порядок.

Анотація наукової статті з електротехніки, електронної техніки, інформаційних технологій, автор наукової роботи - Довгун В. П., Новіков В. В.


Область наук:
  • Електротехніка, електронна техніка, інформаційні технології
  • Рік видавництва: 2007
    Журнал: Известия Томського політехнічного університету. Інжиніринг ГЕОРЕСУРСИ

    Наукова стаття на тему 'Активні частотно-розділові фільтри'

    Текст наукової роботи на тему «Активні частотно-розділові фільтри»

    ?Резюме. Розглянуто відносний вплив активних елементів на шуми каскодной схеми видеоусилителя при резистивной навантаженні і при використанні активного елементу в якості динамічного навантаження каскаду. Показано, що в обох випадках другий транзистор каскодной схеми вносить незначну частку в шуми підсилювача по

    порівняно з першим (<10%). Внесок шумів активного елементу динамічного навантаження значно перевищує внесок традиційної резистивного навантаження каскаду і при однотипності всіх трьох активних елементів практично подвоює по потужності шуми, обумовлені першим активним елементом.

    СПИСОК ЛІТЕРАТУРИ

    1. Добрецов А.І. Широкосмуговий підсилювач з великим коефіцієнтом посилення / А.І. Добрецов, В.А. Каржавін, Ю.А. Туфлін // Прилади і техніка експерименту. - 1978. -№1.-С. 88-90.

    2. Шустов М.А. Практична схемотехніка. У 5 кн. Кн. 1. 450 корисних схем радіоаматорам: збірник. - М .: Альтекс-А,

    2003. - 352 с. - С. 44-53. - Библиогр .: с. 336-351. - ISBN 5-94271-002-3.

    3. Ван дер Зіл А. Шум. Джерела, опис, вимірювання / Пер. з англ. В.Н. Кулешова і Д.П. Царапкін; під ред. А.К. Наришкіна. - М .: Радянське радіо, 1973. - 228 с.

    Надійшла 07.12.2006 р.

    УДК 621.372.57

    АКТИВНІ ЧАСТОТНО-розділення каналів

    В.П. Довгун, В.В. Новиков

    Сибірський федеральний університет, м Красноярськ E-mail: Ця електронна адреса захищена від спам-ботів. Вам потрібно увімкнути JavaScript, щоб побачити її.

    Запропоновано метод синтезу аналогових частотно-розділових пристроїв на основі хвильових фільтрів. Розглянуто різні варіанти конфігурацій таких фільтрів. Показано, що частотно-розділові фільтри, синтезовані відповідно до запропонованого методом, мають мінімальний порядок.

    При передачі та обробки сигналів часто виникає необхідність у використанні частотно-розділових пристроїв, призначених для поділу спектру сигналу на неперекривающіеся частини. Такі пристрої називають спрямованими фільтрами або мультіплексеров [1,2]. Питання застосування спрямованих фільтрів в радіотехнічних системах і пристроях детально розглянуті в монографії [1].

    Окремим випадком мультіплексеров явяются двоканальні частотно-розділові пристрої - діплексера. Діплексер реалізує дві передавальних функції, що відповідають умові

    ?Н.Осо ^ + \ Н2Осо) \ 2 <1.

    Діплексера є базовими елементами при побудові частотно-розділових пристроїв з будь-яким числом каналів.

    Про важливість проблеми синтезу спрямованих фільтрів говорить значне число робіт, в яких обговорюються різні аспекти теорії та проектування таких структур [1, 3-8]. Особливо слід відзначити роботу [7], в якій розглянуто загальний метод розрахунку передавальних функцій спрямованих фільтрів з максимально плоскими амплітудно-частотними характеристиками (АЧХ) і регульованим загасанням на частоті перетнути-

    ня АЧХ. Питання реалізації розгалужуються фільтрів на основі паралельного або послідовного з'єднання пасивних LC фільтрів, що реалізують окремі передавальні функції, розглянуті в [4-6]. Такий підхід не є оптимальним, тому що кожна передавальна функція реалізується окремим фільтром, і результуюча ланцюг має високий порядок. У статті [8] запропонований метод синтезу діплексеров в формі реактивного шестіполюсніка. Однак приклади, наведені в [8], показують, що число реактивних елементів в синтезованих багатополюсника значно перевищує порядок реалізованих передавальних функцій.

    У даній роботі розглянуто метод реалізації діплексеров, заснований на використанні аналогових хвильових фільтрів (ВФ). Пропонований підхід дозволяє отримати частотно-розділові фільтри мінімального порядку. Він придатний для проектування як активних (ARC), так і пасивних (LC) частотно-роздягли-них пристроїв.

    Хвильовий фільтр неврівноважений багатополюсника, який реалізує одночасно чотири передавальні функції (рис. 1). Зв'язок між напруженнями на зовнішніх затискачах хвильового фільтра визначається рівняннями в передавальних

    Г ^, 1 еих 1 " 'і Кг

    еих 2 _ [/ 21/22 ^ [іех2 \

    (1)

    або ланцюгових параметрах:

    Г і, 1 еих 1 ~ Іоп До

    _К к. І, еих 2 _

    кпО®) | + М. / ®) | = 1>

    ИІ2 + к12 ( "Г = 1.

    (3)

    -> ->|---->

    И м и

    С- «----

    [Ь (°] =

    -1-С.5

    Таблиця. Параметри секції фільтрів Баттерворта. Порядок п = 2 ~ 9

    Елементи матриці передавальних параметрів [7] - передавальні функції між окремими входами і виходами.

    Параметри виділяються чотириполюсників з,

    2 3 4 5 б 7 8 9

    0,7071 0,5000 0,3827 0,3090 0,2588 0,2225 0,1951 0,1736

    0,7071 1,0000 0,9239 0,8090 0,7071 0,6235 0,5556 0,5000

    0,5000 0,9239 1,0000 0,9659 0,9010 0,8315 0,7660

    0,3827 0,8090 0,9659 1,0000 0,9808 0,9397

    0,3090 0,7071 0,9010 0,9808 1,0000

    0,2588 0,6235 0,8315 0,9397

    0,2225 0,5556 0,7660

    0,1951 0,5000

    0,1736

    Мал. 1. Хвильовий фільтр

    Матриця коефіцієнтів хвильового фільтра в ур. (1) є обмеженою передавальної матрицею параметрів розсіювання, що відповідає умові параунітарності [2, 3]:

    [Г] * [Г] = [1]. (2)

    Матриця [7] "виходить шляхом транспонування [7] і заміни у'ю на -у. Наслідком (2) є рівності Фельдткеллера [2]

    Структурна схема секції, що реалізує нулі передачі, розташовані на уявної осі, показана на рис. 3. нулях передачі в нескінченності відповідає 7, (5) = 1 / (1 + 5 с;). Один з варіантів реалізації цієї структурної схеми в базисі ОУ - КС показаний на рис. 4.

    Фільтр, утворений каскадним з'єднанням секцій, показаних на рис. 4, містить мінімальну кількість реактивних елементів, рівне порядку реалізованих передавальних функцій. Однак число активних елементів (операційних підсилювачів -ОУ) виявляється більшим. Наприклад, для реалізації фільтра третього порядку необхідні 12 ОУ.

    З (3) випливає, що елементи / п (/ ю) і ^ О'®) є взаємно доповнюють, т. Е. Смуга пропускання / і (/ ю) відповідає смузі затримування ^ (/ ю) - Таким чином, хвильовий фільтр автоматично реалізує розгалужується фільтр. Вперше на це звернуто увагу в огляді [2].

    Загальна теорія реалізації аналогових хвильових фільтрів розглянута в роботах [9, 10]. Синтезируемая структура являє каскадне з'єднання секцій першого-другого порядків, що реалізують нулі передавальної функції Н ^ 'з) (рис. 2). Принципова схема секції залежить від виду реалізованих нулів.

    Мал. 3. Структурна схема секції, що реалізує нуль на уявної осі

    Мал. 2. Структура синтезується ланцюга

    Для фільтрів Баттерворта і Чебишева, нулі передачі яких розташовані в нескінченності, досить використовувати секції першого порядку. Матриця ланцюгових параметрів секції, що реалізує нуль в нескінченності, має вигляд

    1-С.5

    Параметри с; і 4 залежать від виду реалізованої передавальної функції / і (/ ю) - Параметри секції фільтрів Баттерворта наведені в таблиці.

    Мал. 4. Принципова схема секції, що реалізує нуль на уявної осі

    Для отримання більш економною реалізації використовуємо метод еквівалентних перетворень матриці ланцюгових параметрів [9]. Розглянемо перетворення подібності матриці ланцюгових параметрів

    (4)

    Тут [0] - неособлива матриця перетворення. Змінні на зовнішніх затискачах чотириполюсника перетворюються до нового координатного базису:

    U

    еь.

    = [QY

    і

    еь.

    ^ вх

    6L

    = [QT

    ^ вх

    і ""

    . (5)

    Перетворенню (4) відповідає структурна схема, показана на рис. 5. Вона утворена каскадним з'єднанням чотириполюсника, що має матрицю ланцюгових параметрів [5 (0)], і двох секцій нульового порядку, що мають ланцюгові матриці [б] -1 і [0] відповідно.

    і "

    ^ них2 <-

    [2Г]

    ^ вих1

    [QJ1 ^ вих2 [В (0)] І-2 [Q]

    ->

    \ Q \ =

    1

    K (s)

    1 -

    1

    Тут Дл) - в загальному випадку дрібно-раціонального-ва функція частоти. Виконуючи перетворення ланцюгової матриці відповідно до (4), отримаємо структурну схему, показану на рис. 6.

    [Й<0)] ^ вих1

    ^ Вих2 i Г 'Ч, 4 1 + 1' до V ~ до J до > Г 4 до J \ 2

    к. До.

    I ' "' I =

    1

    с, + d,.

    fis)

    Функція Дя) залежить від виду виділяються нулів. При з = 0Д, $) =, $. Нулю в нескінченності відповідає функція Д $) = 1Д

    Структурна схема сигнального чотириполюсника, що реалізує передавальну матрицю [/ (,)], зображена на рис. 7. Для активних КС-фільтрів

    Один з варіантів реалізації цієї структурної схеми показаний на рис. 8.

    Більш економну реалізацію можна отримати, включаючи черзі секції, показані на рис. 9,10.

    Опору резисторів в схемах на рис. 9, 10 розраховуються за формулою:

    R< n-k-c

    тут / = 1,2,3, ... - порядкові номери секцій фільтра.

    Мал. 5. Структурна схема, відповідна перетворенню (5)

    Неважко показати, що перетворення ланцюгових або передавальних параметрів всьому ланцюгу відповідно до (4) еквівалентно перетворенню параметрів кожного складового чотириполюсника окремо.

    Використовуємо матрицю перетворення виду

    1

    Мал. 7. Структурна схема секції першого порядку R2 Cl

    Мал. 8. Принципова схема секції, що реалізує нуль в нескінченності

    UBxl Ri

    Мал. 9. Непарна секція частотно-розділення каналів Cl R3

    Мал. 6. Структура трансформованого хвильового фільтра

    Трансформована матриця передавальних параметрів має вигляд:

    m '

    Мал. 10. Парна секція частотно-розділення каналів

    Об'єднуючи навантажувальні секції з першим і останнім ланками, отримаємо конфігурації, показані на рис. 11, 12 відповідно.

    Отже, для мінімальної реалізації активного частотно-розділення каналів необхідно використовувати секції чотирьох типів:

    • початковій, рис. 11;

    • кінцевої, рис. 12;

    • проміжних парних і непарних, рис. 9, 10. Фільтри різних порядків відрізняються

    тільки числом проміжних секцій.

    Вихідними даними при проектуванні фільтра є порядок і вид передавальної функції, а також частота зрізу / 0. процедура рас-

    чета полягає у виборі відповідних ємностей конденсаторів і розрахунку резисторів за допомогою співвідношення (10).

    З 1

    ц,

    вх1

    о-

    ш

    ит

    вих2

    о-

    Д5

    га

    "3"

    Д 2

    Д4

    Про

    I-

    Д6

    СЛ

    вих1

    про

    ТЛ "2

    н

    Мал. 11. Початкова секція частотно-розділення каналів

    Я2

    З 1

    З /,

    вих2

    ь

    і.

    вих!

    Мал. 12. Кінцева секція частотно-розділення каналів

    Мал. 13. Частотно-розділовий фільтр третього порядку.

    М = 0,5 кОм; Я2 ~ Я12 = 1 кОм; С1 ~ СЗ = 1 мкФ

    На рис. 13 показана схема диплексера третього порядку, спроектованого відповідно до пропонованого підходом. Частота зрізу / 0 = 159 Гц. Для коректної роботи диплексера досить реалізувати лише один вхід. На рис. 14 показані ам-плітудно-частотні характеристики диплексера.

    На закінчення відзначимо, що пропонований підхід дозволяє проектувати частотно-розділові фільтри мінімального порядку, що реалізують передавальні функції різних типів (Баттерворта, Чебишева і т. П.). Він може бути використаний і для синтезу пасивних діплексеров.

    Мал. 14. Амплітудно-частотні характеристики синтезованого фільтра

    СПИСОК ЛІТЕРАТУРИ

    1. Алексєєв О.В., Грошев Г.А., Чавка Г.Г. Багатоканальні частотно-розділові пристрої та їх застосування. - М .: Радио и связь, 1981. - 136 с.

    2. Феттвейс А. Хвильові цифрові фільтри // ТІІЕР. - 1986. - № 2. - С. 35-99.

    3. Neirynck J., Carlin С.-Н. Synthesis ofthe lossless reciprocal three-port based on a canonic form of its scattering matrix // IEEE Transactions on Circuits and Systems. - 1981. - V. CAS-28. - № 7. - P. 736-744.

    4. Юла Д. Деякі ключові уявлення теорії ланцюгів, що лежать в основі розрахунку фільтрів класичним методом характеристики загасання // ТІІЕР. - 1971. - № 5. - С. 45-87.

    5. Belevitch V. On filter pairs with Butterworth characteristics // International Journal of circuit Theory and Applications. -1987. -V. 15. - P. 51-60.

    6. Zhu Y.-S, Chen W.-K. On the design of a diplexer having Butterworth characteristics // IEEE Transactions on Circuits and Systems. - 1988. -V. CAS-35 - № 11. - P. 1455-1457.

    7. Youla D. C., Pillai U., Winter F. Theory and design of maximally flat low-pass high-pass reactance-ladder diplexers // IEEE Transactions on Circuits and Systems. - 1992. - V. CAS-39. - № 5. -P. 337-349.

    8. Neirynck J., Carlin C.-H. Synthesis of the lossless reciprocal three-port based on a canonic form of its scattering matrix // IEEE Transactions on Circuits and Systems. - 1981. - V. CAS-28. - № 7. -P. 736-744.

    9. Бондаренко A.B., Довгун В.П. Синтез аналогових хвильових

    фільтрів // Електрика. - 2005. - № 5. - С. 52-56.

    10. Довгун В.П., Барибін П.А., Новіков В.В. Аналогові хвильові фільтри: основні властивості та процедура реалізації // Вісник Асоціації випускників КДТУ. Красноярськ. - 2005. - Вип. 12. - С. 156-164.

    надійшла 14.05.2007г.

    УДК 621.372.852

    МОДЕЛЮВАННЯ СТРУКТУР аттенюатором НА ПОЛЬОВИХ транзисторах З МІНІМАЛЬНИМ ЗМІНОЮ ФАЗОВОГО ЗСУВУ ПРИ РЕГУЛЮВАННІ ОСЛАБЛЕННЯ

    О.В. стукач

    Томський політехнічний університет E-mail: Ця електронна адреса захищена від спам-ботів. Вам потрібно увімкнути JavaScript, щоб побачити її.

    Розглянуто керовані атенюатори поглинає типу на польових транзисторах із затвором Шоттки: Т-подібна, Т-образ -ва бруківка схеми і атенюатор на транзисторі в режимі з керованою крутизною вольтамперної характеристики. Проведено моделювання фазочастотних характеристик аттенюаторов. Головна відмінність схем від раніше відомих полягає у введенні коригувальних ланцюгів, що обумовлює широкополосность і більший діапазон внесених послаблень з мінімумом фазового зсуву при регулюванні. Знайдено оптимальні параметри коригувальних ланцюгів в аттенюатором. Показано, що найменший фазовий зсув забезпечується в аттенюатор на транзисторі в режимі з керованою крутизною вольтамперної характеристики. Дана порівняльна оцінка розглянутих базових структур.

    Вимога незмінності фазового зсуву при регулюванні коефіцієнта передачі пред'являється до модулів активних фазованих решіток, систем автоматичного фазирования в передавачах, прецизійним широкосмуговим підсилювачів, атенюатори з плавним зміною ослаблення і інших пристроїв з регульованими характеристиками передачі сигналу. Зміна фазового зсуву або групового часу запізнювання обумовлено впливом паразитних реактив-ностей елементів з керованим опором. Існує певний технологічний межа в зменшенні паразитних параметрів. Тому одним з найважливіших завдань є компенсація паразитних реактивностей керованих елементів схемотехническими рішеннями.

    1. Проблема інваріантності фазового зсуву

    Електрично керовані атенюатори (Еуа) призначені для плавного зміни рівня сигналу в тракті. Для ряду практичних завдань, наприклад, CDMA систем зв'язку, фазованих ан-

    тенних решіток, підповерхневих радарів і ін. до аттенюатором пред'являється підвищену вимогу до стабільності фазового зсуву вихідного сигналу щодо вхідного при регулюванні коефіцієнта передачі [1]. Це завдання ускладнюється при роботі системи в широкій смузі частот, в загальному випадку від нуля до декількох гігагерц. Зміна фази обумовлено впливом паразитних реактивностей керованих елементів. Зменшити їх технологічним шляхом можна тільки до певної межі, особливо в надширокої смузі частот. Тому єдиним способом забезпечення інваріантності фазового зсуву до загасання є компенсація паразитних реактивностей керованих елементів схемним шляхом. Зокрема, в аттенюатором поглинає типу знаходять застосування коригувальні ланцюга, що включаються спеціальним чином в базову структуру.

    Методи корекції фази найбільшою розроблені для Еуа нар-1-п діодах [1]. Польові транзистори з затвором Шотткі (ПТШ), хоча і програють диодам по максимальній потужності регульованого


    Завантажити оригінал статті:

    Завантажити